Реферат: Исследование методов разделения уплотнения каналов связи

(2.1.4)

Для идеального разделения каналов необходимо, чтобы затухание фильтров в пределах полосы спектра сигнала s_k (t) равнялось нулю и было бесконечным вне пределов полосы спектра (рис. 2.1.3, а). В реальных полосовых фильтрах затухание вне полосы прозрачности конечно, имеют место переходные области δω_k . Эти области определяют величину защитных интервалов между частотными спектрами соседних канальных сигналов. С учетом защитных интервалов ширину спектра 2Δƒ_c многоканального радиосигнала можно определить выражением:

(2.1.5)

где z_k F_{в k} =2ΔF_k – полоса частот, занимаемая k-ым канальным сигналом; z_k – коэффициент, определяемый способом модуляции поднесущей сообщением λ_k , спектр которого имеет полосу F_{в k} ; Z – коэффициент, определяемый способом модуляции поднесущей групповым сигналом; δƒ_k – защитный интервал между соседними спектрами; Δƒ – нижняя граничная частота спектра многоканального сообщения.

Рис. 2.1.3, а

Рис. 2.1.3, б

Соотношение (2.1.5) позволяет определить число уплотняемых каналов в системе с ЧРК. При одинаковых значениях F_в для всех каналов и одинаковых защитных интервалах δƒ число каналов равно:

(2.1.6)

Как видно, число каналов зависит от селективных свойств фильтров, определяемых величиной δƒ, а также от видов модуляции z и Z.

Неидеальность разделительных фильтров (g_k (t)≠ğ_k (t)) приводит к появлению межканальных переходных помех. При этом выражение (2.1.3) принимает вид:

(2.1.7)

где ε_k – ошибка выделения канального сигнала; коэффициент μ≈1 характеризует уровень межканальных помех. При ослаблении переходных сигналов разделительным фильтром в N раз имеем:

(2.1.8)

Отсюда, преобразуя по Фурье (2.1.7), можно определить комплексный коэффициент передачи реального фильтра k-го канала:

(2.1.9)

Это выражение позволяет сформулировать требования к затуханию разделительного фильтра k-го канала (рис. 2.1.3, б):

(2.1.10)

Выбор способов модуляции (формирования) канальных сигналов позволяет экономично использовать отведенную для передачи полосу частот. На первой ступени модуляции (модуляции поднесущих) применяют АМ, ФМ или ЧМ. Для более эффективного использования поднесущих могут применяться комбинированные способы модуляции: одна и та же поднесущая подвергается АМ сообщением источника одного канала и ФМ (ЧМ) – сообщением другого. При этом число уплотняемых каналов увеличивается, однако возникают взаимные помехи при выделении сообщений. Применение однополосной модуляции с полным или частичным подавлением одной боковой и поднесущей (ОБП) позволяет разместить в той же полосе частот примерно вдвое больше каналов.

На второй ступени модуляции (модуляции несущей) групповой сигнал модулирует несущую по амплитуде, фазе или частоте. Таким образом, существуют различные комбинации способов модуляции первой и второй ступеней, в соответствии с которыми определяется тип системы с ЧРК, например АМ-АМ, АМ-ОБП, ФМ-АМ, ЧМ-ФМ и т.п. В системах, использующих ОБП, коэффициенты z и Z, определяющие полосы спектров, равны единице, что и позволяет увеличивать число M каналов. При АМ z=Z=2, а при ФМ или ЧМ эти коэффициенты зависят от индексов модуляции и всегда больше двух.

Рассмотрим особенности построения систем с ЧРК при некоторых способах формирования канальных сигналов. Наиболее простым способом является АМ. Для этого используется амплитудный модулятор (АМд), полосовой фильтр (ПФ). На приемной стороне выделение сообщения производится синхронным детектором или обычным линейным детектором (Д). Особенности спектров сигналов на разных этапах формирования показаны на рис. 2.1.4. Асимметрия амплитудно-частотной характеристики фильтра приводит к искажениям огибающей АМ сигнала и, следовательно, к искажениям выделяемых сообщений. Снизить искажения можно путем уменьшения коэффициента модуляции. При этом снижается уровень квадратурных составляющих модулированного сигнала на входе детектора (Д_k ), приводящих к искажениям сигнала. Однако уменьшение коэффициента модуляции сопровождается уменьшением мощности боковых составляющих за счет увеличения мощности несущей. Недостатком АМ является большая полоса частот, занимаемая каналом (в 2 раза больше максимальной частоты сообщения). Несмотря на этот недостаток, а также относительно низкую помехоустойчивость, АМ находит применение вследствие простоты аппаратуры.

Рис. 2.1.4

Подавление одной боковой (ОБ) при передаче канальных сигналов позволяет увеличить число уплотняемых каналов в 2 раза. Вместе с тем формирование ОБ представляет достаточно сложную инженерную задачу из-за необходимости построения сложного канального фильтра. Очевидно, при подавлении ОБ возникают нелинейные искажения сигнала, обусловленные появлением на выходе линейного детектора нелинейных составляющих сообщения. Указанные недостатки, а также низкая помехоустойчивость ограничивают широкое распространение метода ОБ с неподавленной несущей.

Метод ОБП с подавленной несущей оказывается наиболее экономичным с точки зрения использования спектра частот, поскольку в этом случае ширина спектра канального сигнала ΔF_k равна ширине спектра сообщения F_{в k} . Отсутствие поднесущей при ОБП дает возможность увеличить мощность боковой полосы и тем самым обеспечить наибольшую помехоустойчивость по сравнению с другими способами АМ. Недостатком ОБП является необходимость построения на приемной стороне генератора поднесущей. Чтобы искажения сообщения были минимальны, требуется точное совпадение поднесущих на передающей и приемной сторонах. При наличии сдвига частоты δω_с в канале происходит смещение спектра восстановленного сообщения на δω_с (рис. 2.1.5), приводящее к искажению сообщения. Для исключения смещения спектра необходимо обеспечивать стабильность и синхронность генераторов.

Рис. 2.1.5

Для формирования ОБП используют фильтровый и бесфильтровый методы. При фильтровом методе ненужная боковая на выходе модулятора подавляется при помощи полосового фильтра. Фильтр должен обеспечивать значительное затухание в полосе подавляемой боковой и малое – в полосе выделяемой боковой. Полоса расфильтровки Δω_р , определяющая переходную область, не зависит от значения поднесущей ω_k , поэтому при выборе значения ω_k исходят из сложности реализации фильтра. С ростом ω_k сложность фильтра возрастает, и при Δω_р ⁄ω_k <10^-2 необходимо применять высокодобротные кварцевые фильтры. Чтобы упростить реализацию фильтров, используют многократное преобразование частоты с тем, чтобы при каждом преобразовании обеспечивалось условие Δω_р ⁄ω_k >10^-2 , допускающее реализацию полосовых фильтров на LC-элементах.

Бесфильтровый метод формирования ОБП основан на использовании фазоразностной модуляции. Запишем выражение для колебания одной боковой при гармоническом сообщении с частотой Ω как s_k (t)=А_k cos((ω_k - Ω)t). Это колебание можно выразить иначе:

s_k (t)=Аk[cos(ω_k t)cos(Ωt) + cos(ω_k t+0,5π)cos(Ωt+0,5π)].

На основании полученного выражения представим схему формирования ОБП (рис. 2.1.6). Схема содержит перемножители, фазовращатель, генератор поднесущей (ГЧ) и сумматор. Для работы схемы требуется, чтобы фазовращатель обеспечивал поворот фазы всех частотных составляющих сообщения на 180 ^о (рис. 2.1.7,а). Гораздо проще реализовать постоянную разность фаз φ₁ - φ₂ =π/2 в заданном диапазоне частот (рис. 2.1.7,б). В схему формирования ОБП в этом случае перед перемножителями включаются фазовращатели на φ₁ и φ₂ .

Рис. 2.1.6