Реферат: Изучение режимов работы диодов и транзисторов в электронных схемах

Рис.16. Статические вольт-амперные характеристики униполярного транзистора : а) стоковые, б) стоко-затворные

Рабочая точка транзистора обычно выбирается близко к середине линейного участка динамической стоко-затворной характеристики (класс А). При этом будет обеспечена наибольшая величина допустимого входного напряжения Uвхмакс при двуполярном (в частном случае синусоидальном) входном сигнале.

При анализе работы схем на униполярных транзисторах по переменному току используется малосигнальная эквивалентная схема транзистора, изображенная на рис. 17а. Здесь Ri – внутреннее дифференциальное сопротивление транзистора (сопротивление канала), S - крутизна стоко-затворной характеристики в рабочей точке, Сзн, Сзс и Ccн - межэлектродные емкости транзистора, называемые соответственно входной, проходной и выходной. Этусхемуможно преобразовать в эквивалентную ей (рис. 17б), в которой фигурирует входная динамическая емкость транзистора С_вхдин , определяемая соотношением Свхдин=Сзн+Сзс(1+К), где К - коэффициент усиления каскада по напряжению. На рис. 17в-д показаны эквивалентные схемы усилительного каскада отдельно для средних, высоких и низких частот. На средних частотах, когда реактивные компоненты схемы можно не учитывать, нетрудно получить формулу для коэффициента усиления по напряжению к_u0 =S(Ri||Rc||Rн). Учитывая, что в большинстве случаев Ri>>Rc и Rн>>Rc, к_u0 @SRс.

На высоких частотах нельзя пренебрегать емкостями, шунтирующими нагрузку. К ним относятся: выходная емкость рассматриваемого каскада, входная динамическая емкость транзистора следующего каскада (или емкость нагрузки) и паразитная монтажная емкость. Эти емкости включены между собой параллельно, поэтому в эквивалентной схеме рис. 17г емкость С₀ равна их сумме.

Постоянная времени t_в перезаряда заряда емкости С₀ равна: t_в =С0(Ri||Rc||Rн). Соответственно высшая граничная частота fв полосы пропускания усилителя определяется как fв =(2pt_в )^-1 . Расширить полосу пропускания усилителя в условиях, когда уже заданы Rн и тип транзистора, можно только за счет уменьшения Rc . Однако при этом уменьшается к_u0 .

На низких частотах становится заметным сопротивление разделительного конденсатора Ср. Постоянная времени t_н перезаряда Ср как видно из эквивалентной схема рис. 17д, равна t_н =с_р (R_i ||Rc+Rн), и если в качестве Rн выступает Rз последующего каскада, то Rн>>Rc , и тогда t_н @С_р Rн . Низшая граничная частота f_н полосы пропускания связана с t_н следующим образом: fн=(2pt_н )^-1 . Поэтому для расширения полосы пропускания усилителя в сторону низших частот нужно увеличивать Ср и Rн .

Амплитудные характеристики усилителя Uвх=f(Uвх ) по которым определяют к_u0 и U_вхмакс , обычно снимаются на средней или близкoйк ней частоте. На этой частотесдвиг по фазе между выходным и входным сигналами отсутствует, а влиянием реактивных компонентов на работу схемы можно пренебречь.

При усилении импульсных сигналов усилитель с ограниченной полосой пропускания (в пределах fв -fн ) искажаетих форму. Если подать на вход усилителя идеальный прямоугольный импульс, тона выходе получится сигнал с длительностью фронта t_ф =2,2t_в и относительным спадом вершины dU=DU/U_m =t_и /t_н где DU - абсолютный спад вершины импульса, а U m и t_и . – соответственно амплитуда и длительность выходного импульса.

Одним из путей расширения полосы пропускания усилителя, а следовательно, уменьшения искажения усиливаемых импульсных сигналов является дополнение усилителя специальными корректирующими цепями. Такие цепи представлены на принципиальной схема усилителя рис. 18а. Здесь Rф и Сф обеспечивают улучшение низкочастотных свойств усилителя, а Lк - высокочастотных. Действие этих цепей основано на увеличении сопротивления нагрузки в выходной (стоковой) цепи транзистора на тех частотах, где в некорректированном усилителе наблюдался спад усиления.

Рис.18. Принципиальная схема широкополосного усилителя с цепями коррекции а) и его эквивалентные схемы на низких б) и высоких в) частотах

В области низких частот эквивалентную схему выходной цепи усилителя можно представить как на рис. 186. Она построена (с целью упрощения анализа) в предположении, что Ri и Rф значительно больше Rс. Из рассмотрения этой эквивалентной схемы вытекает, что выходное напряжение, определяемое формулой

не будет зависеть от частоты, если обеспечить равенство произведений RсСф и RнСр . Если же допустить, что RсСф < RнСр , то с уменьшением частоты будет наблюдаться не спад. а рост выходного напряжения (перекоррекция). Усилитель будет недокорректирован, когда RсСф >RнСр .

Добавление дросселя Lк (элемент высокочастотной коррекции в стоковой цепи транзистора) позволяет получить в выходн?