Реферат: Проектирование модуля АФАР

На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.

В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.

В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.

Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.

Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы P _вых , f _вых , f _вх , а также значение P _вх . В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.

2. расчет Структурной схемы модуля АФАР

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея заданную выходную мощность P _вых , зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (η_{к СЦ1} = η_{к СЦ2} = η_{к СЦ3} = η_{к СЦ} = 0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:

.

З
ная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.). В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности K _УЧ =9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (P _{вых СЦ2} ):

.

Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным η_{к СЦ} = 0,9, то мощность на входе СЦ2 P _{вх СЦ2} , равная мощности на выходе усилителя мощности P _{вых УМ} , равна:

.

Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (P _{вых УМ} ) и зная его рабочую частоту f =0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления K _УМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:

.

Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным η_{к СЦ} = 0,9, то мощность на входе СЦ1 P _{вх СЦ1} равна:

,

что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.

3. Методики расчета каскадов модуля

3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
МОЩНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ мощности

Рассматриваемая методика может быть использована для расче­та режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях частоты 1… 3 ГГц погрешность расчета возрастает из-за использования упро­щенной эквивалентной схемы транзистора и недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказы­вать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значе­ний индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочис­ленные паразитные связи в конструкции транзистора. Эти обстоя­тельства ограничивают верхний частотный предел применимости рас­сматриваемой методики.

В методике расчета используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами, су­щественными для диапазона СВЧ.

Параметры эквивалентной схе­мы транзистора зависят от протекающих токов и приложенных напря­жений. Однако обычно считают, что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах каждой области рабо­ты: рабочей области (К — замкнут) и области отсечки (К — разомк­нут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в справочных дан­ных, а наименования их даны в разделе «Обозна­чения» пособия [1]. Некоторые параметры, которые отсутст­вуют в справочниках, можно оценить по формулам:

С _д =С _э +С _диф ; С _к =С _ка +С _кп ; ; τ_к =r _б С _ка ; ;
; ; .

При усреднении S _п ток i _к рекомендуется принять равным поло­вине высоты импульса коллекторного тока i _{к max} или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5i _{к max} . Емкость С _к определяют при выбранном напряжении U _к0 . На часто­тах сопротивление r слабо шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство определяет нижнюю час­тотную границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзисторов оказывается близ­ким к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктив­ностью входного электрода. Форма коллекторного напряжения прини­мается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и экви­валентный генератор тока S _п (U _п -U' ) нагружен на диссипативное сопротив­ление. Расчет производим для граничного режима работы транзис­тора.

Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений пер­вой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L _э и .

Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений пер­вой гармоники

Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные ме­ры, например, включение r _доп в цепь эмиттера или нейтрализацию L _б включением емкости в базовую цепь. Можно исполь­зовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель по­строен по балансной схеме. Сопротивление r _вх1 с рос­том мощности уменьшается (до долей ом), x _вх1 вблизи верхней частот­ной границы имеет индуктивный характер из-за L _б и L _э и значитель­но больше r _вх1 . Коэффициент усиления обратно пропорционален квад­рату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f ' имеет коэффициент усиления , то на не­которой, более низкой рабочей частоте f , его коэффициент усиле­ния можно оценить примерно как , т. е. если , то K _р будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая часто­та f _в не превышает f _гр .

Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P _вых1 на рабочей частоте f , определяют схему включения транзистора, поль­зуясь справочными данными тран­зис­то­ра. Часто схема включения тран­зистора определяется его конструкцией, в которой с корпусом соеди­няется один из электродов (эмиттер, база). При выборе типа тран­зистора можно ориентироваться на данные экспериментального типо­вого режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощ­ность не менее , ука­зан­ной в справочнике. Силь­ное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усили­тельных свойств. Интервал частот f _в … f _н включает и для схемы ОЭ. Применение транзистора, имеющего f _н выше рабочей, позволяет полу­чить более высокое усиление, но при этом увеличивается вероят­ность самовозбуждения усилителя и понижается его надежность.

Схема ОБ характерна для транзисторов, работающих на f >1 ГГц. Транзисторы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшения L _э ), следует включать по схеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие данные: нГн (для OЭ L _общ =L _э ), L _к и входного вывода — в не­сколько раз больше. , , . Параметр h _21э в расчетах не критичен, для приборов на основе кремния, , где P _вых1 и U _к0 соответствуют рабочему режиму (например, экспериментальные данные). Если требуемая мощ­ность P _вых1 близка к той, которую может отдать транзистор, то U _к0 берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по мощнос­ти целесообразно снижать U _к0 , для повышения надежности. Например, если требуемая P _вых1 на 30-40% меньше (мощности в типовом режи­ме), то U _к0 можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стан­дартным. Однако при снижении U _к0 вдвое по сравнению со стандарт­ным частота f _гр уменьшается на 5… 15%, а емкость С _к увеличивает­ся на 20... 25%.

Напряжение смещения U _б0 часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором соотноше­ние между P _вых1 , η_э , K _р близко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не требует затрат мощности на осуществление смещения. В отно­шении S _гр надо иметь в виду, что перед расчетом ее следует уточ­нить, используя условие